超宽带Rake接收机结构的研究
2009-02-19
作者：姚尚绩, 郑 飞
摘 要: 超宽带信号在室内密集多径环境下会产生严重的时间弥散,信号的传输性能将会下降，Rake接收是提高超宽带接收机性能的重要手段。然而如何确定接收机的叉指数目成为接收机设计过程中的关键问题。基于IEEE802.15.3a室内超宽带多径信道模型,采用二进制相移键控(BPSK)调制方式时,选用最大比合并(MRC)方式对Rake接收机的超宽带通信系统的性能进行了仿真。仿真得出了最佳的合并叉指数目，结果表明在最佳的合并叉指数目情况下的系统性能较其他叉指数目情况下的系统性能更为优越，验证了选取此叉指数目的有效性。此方法大大有利于Rake接收机的设计。
关键词: 超宽带； 信道模型； Rake接收机； 误码率
超宽带（UWB）技术在无线通信领域有着巨大的市场前景,超宽带技术具有传输数据速率高、系统结构简单、功耗低、多径分辨能力强的优点，非常适用于室内等密集多径场所的高速无线接入。
UWB信号较好的多径延迟分辨特性可以通过使用Rake接收机来达到较高的分集性能[1]，因此对在给定信道和特定条件下各种Rake接收机的性能分析，对于实际设计Rake接收机是非常有用的。
本文考虑存在ISI的UWB信道，研究了Rake接收机合并叉指数目对系统性能的影响,同时比较了部分Rake (PRake)和选择Rake(SRake）接收机的特性，分析了Rake接收机有效性、可靠性以及与接收机复杂度之间的关系。
1 超宽带室内信道模型
UWB通信主要工作在办公室和家庭等室内环境,而室内的信道环境比较复杂,存在着密集多径分量。目前主要采用一种比较符合现实情况的IEEE 802.15.3a信道模型，即修正的S-V 模型[2]，它是传输信号以簇脉冲形式到达的多径信道。
根据IEEE 802.15.3 TG3A工作组关于UWB信道模型的描述，UWB室内信道模型可用抽头延迟线结构的脉冲冲激响应来描述[3],即：
式(1)中,hl表示第l条径的衰落参数；tl为该路径信号时延；Lc为多径信号中径的总数。
在IEEE 802.15.3a标准中根据信道环境的特征分为4 种不同的信道模型,即CM1～CM4，CM1(0～4m，视距)，CM2(0～4m，非视距)，CM3(4～10m，非视距)，CM4(4～10m，极端恶劣)。图1和图2分别为CM1和CM3信道的离散时间冲激响应。
一般在CM1、CM2信道中多径数目约为100个左右, 在CM3、CM4信道中多径数目为200个以上，信号能量主要集中在幅度比较大的20个多径分量上。
2 超宽带Rake 接收机的结构
Rake接收机是分集技术的一种具体实现，它的基本原理是将那些幅度明显大于噪声背景的多径分量取出，对它进行延时和相位校正，使之在某一时刻对齐，并按一定的规则进行合并，变矢量合并为代数求和，有效地利用多径分量，提高多径分集的效果。超宽带Rake接收机结构如图3所示。
其中r(t)是接收信号,τj是第j条路径的传播时延,m(t)是相关掩模,TL表示信道冲激响应的持续时间, yj是第j路相关输出，Cj是相应的加权因子,Y是Rake合并器输出的判决变量,送给检测器，输出估计信号。
在超宽带通信中，多径选择方法主要有三种:(1)全Rake 接收机(ARake),对所有可以分辨的多径都进行解调合并；(2)部分Rake 接收机(PRake),选择最先到达的几条多径进行解调合并；(3)选择Rake接收机(SRake),在可以分辨的多径当中选择最好的几条进行解调合并。通用的合并算法有两种:(1)等增益合并(EGC),对每条支路使用相等的加权值1，然后把各支路信号同相叠加；(2)最大比合并(MRC),根据各支路信噪比对支路信号加权,信噪比大的支路加权大,信噪比小的支路加权小,再对各路信号同相相加。就接收机性能而言，MRC优于EGC。
3 超宽带信号在室内Rake接收性能分析
在超宽带通信系统中, DS多址技术和BPSK调制技术的配合采用较多,与TH-PPM技术相比较，DS-BPSK 具有系统通信速率高、抗干扰能力强等优点,在UWB通信系统的实现中,采用DS-BPSK的UWB 通信系统是较理想的实现方案。
为简化分析,假设系统为单用户无扩频的UWB 系统,发射脉冲采用高斯脉冲二阶导数波形,同时假设信道信息已知,忽略天线对信号波形造成的失真,则采用BPSK调制方式的发射信号可简化为:
其中,p(t)是基本脉冲经过能量归一化之后的高斯脉冲二阶导数波型，bi∈{+1,-1}为双极性调制数据符号，Ts是脉冲重复周期，P是峰值发射功率。
经过Rake接收后输出信号为[4]：
其中，Tp是信号脉冲宽度，cT=[c0…cN-1]是Rake接收机的合并系数，
是所要接收码元符号的多径向量，Q和F分别为对所接收码元形成码间串扰的前后码元个数，
是形成码间串扰的码元符号的多径向量，式(3)中，第一项表示有用信号，第二项表示码间串扰，第三项表示噪声。相应的信号能量、噪声均方差、码间串扰均方差分别如(4)式所示:
(4)式中Eb=PTp，n0/2为加性高斯白噪声的双边功率谱密度。此外为了简化分析，这里把ISI视为AWGN,输出的信噪比表示为:
下面就比较有代表性的CM1和CM3信道模型在不同的符号间隔TS情况下,用MATLAB 7.0仿真软件对系统性能进行仿真,寻求出不同传输速率的最合理的Rake接收机形式。
仿真基本条件:抽样频率fc=20GHz；信号脉冲宽度Tp=1ns；脉冲形成因子tau=0.2ns；传输比特数numbits=105(分10次进行仿真,仿真结果取各次仿真的统计平均)；每比特重复数NS=1；假定发射机和接收机之间完全同步。
3.1 CM1信道中Rake接收机性能
在CM1信道中,选取合并的叉指数目为3～15(收发距离为2m)、采用MRC合并方式在SRake和PRake多径选择条件下仿真接收机的接收性能。
仿真时，取Ts=10ns，选EXN0/dB=[0 2 4 6 8 10 12]，由于EXN0在0～6dB时不同的合并叉指数目所对应的Rake接收机输出误码率变化不明显，而在EXN0为8dB和10dB时Rake接收机输出误码率变化较明显，因此选取EXN0为8dB和10dB时性能曲线作为判决。图4为EXN0在8dB和10dB时不同的合并叉指数目所对应的SRake和PRake输出误码率。为了说明简便，记mSRake和nPRake分别为合并叉指数目为m和n的选择 Rake和部分Rake，图5为6SRake、6Prake和10Prake接收机性能曲线图。
从图4中可以看出，PRake总体性能比SRake的性能要好,并且10PRake性能最佳；从图5曲线图中可以看出，在这种情况下, 10PRake接收机性能最好，同时6PRake性能比6SRake性能好，因此在这种情况只能采用PRake接收方式。
3.2 CM3信道中Rake接收机性能
在CM3信道中,选取合并的叉指数目为3～33(收发距离为8m)，采用MRC合并方式在SRake和PRake多径选择条件下所对应的接收性能。
仿真时，取Ts=10ns，选EXN0/dB=[0 3 6 9 12 15]， EXN0在0～6dB时不同的合并叉指数目所对应的Rake接收机输出误码率变化不明显，而在EXN0为9dB和12dB时Rake接收机输出误码率变化较明显，因此选取EXN0为9dB和12dB时性能曲线作为判决。图6为EXN0在9dB和12dB时不同的合并叉指数目所对应的SRake和PRake输出误码率。图7为6SRake、6Prake和9Prake接收机性能曲线图。
从图6可以看出，在Rake接收机中9PRake性能优于6SRake性能并达到最佳；从图7可以看出，在Rake接收机中9PRake性能达到最佳，6PRake与6SRake曲线几乎重叠，它们性能一致，因此在这种情况下选择多径选择方式时没有必要选择结构复杂的SRake方式。
从以上3.1和3.2节的仿真可以看出,在室内环境下,Rake接收机随着收发距离的增大,信道中多径数目增多,在一定的信号传输速率下,要达到相同的误码率,在CM3信道中Rake接收机所需的信噪比要比CM1信道的大。
通过以上仿真分析结果可知,由于信号传输速率比较高，当Ts=10ns时，为100Mb/s,经过室内多径信道将引起严重码间串扰,因此需要设计有效可靠的Rake接收机。
在CM1信道中，当Ts=10ns时,10PRake接收机性能最好,同时6PRake性能比6SRake性能好,只能采用PRake接收方式。
在CM3信道中，当Ts=10ns时，9PRake性能最佳，6PRake与6SRake曲线几乎重叠,因此在选择多径选择方式时只能选择PRake方式。
本仿真找出了室内Rake接收机的最佳平衡点,保证了Rake接收机的有效性和可靠性,使接收机性能达到最优化结果，因此本文结果对室内超宽带信号Rake接收机的设计有一定的参考价值。
参考文献
[1] WIN M Z, SCHOLTZ R A. 0n the energy capture of ultrawide bandwidth signals in dense multipath environ-
ments[J] .IEEE Communications Letters, 1998, 2(9):245－249.
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3aSG,2002.
[3] CASSIOLI D, WIN M Z, VATALARO F, et al. Performance of low-complexity rake reception in a realistic
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