0 引言

    功率放大器芯片是移动收发系统中一个非常重要的部件，其性能直接影响到手机的通话质量、信号发射强度、电池续航能力等。射频收发系统对功率放大器的指标需求指功放输出级的性能要求，所以多级功率放大器最后一级的线性度对系统总体的线性度影响很明显。另一方面，随着通信系统的演进，移动终端射频前端需要集成多颗功放芯片实现多通信标准下的使用，功率放大器易发生三阶交调失真(Third Order Intermodulation Distortion，IMD3)，对线性度要求更高。因此，功率放大器对射频收发系统的性能有着至关重要的作用。

    虽然CMOS工艺一直用于GSM手机功率放大器，同时也用于满足蓝牙和无线局域网(WLAN)的功放要求，也一定程度上用于3G手机功放，但对于4G LTE而言，CMOS工艺的功率放大器是无法达到要求的。主要原因是在性能上有很多缺陷，例如增益低、线性差、击穿电压低、隔离性能差等。此外，4G LTE通信系统相比较于3G对功率放大器的要求包括更线性的放大倍数，更高的峰均功率比，更高的效率。因此，对LTE应用射频功率放大器(Power Amplifier，PA)，以具有高频、高效率、低噪声、低耗电等特点的InGaP/GaAs HBT工艺为目前移动终端射频功率放大器设计采用的主流工艺。

    目前广泛应用的3G、4G系统通过IMD3或者邻信道泄漏率（Adjacent channel leakage ratio, ACLR）对功率放大器线性度进行衡量。而有源器件的IMD受偏置条件影响，随偏置电流变化而变化^[1]。文献[2]应用Volterra级数展开分析了一个两级功放的IMD3消除机制，最终通过优化每级偏置电阻实现IMD3的削弱。文献[3]应用Volterra级数展开分析了一个三级功放的IMD3消除机制，最终研究了通过设置功放第一级的偏置条件实现总体IMD3的改善。

    本文介绍了一个工作在2 300～2 400 MHz频段基于InGaP/GaAs HBT工艺的两级功率放大电路。分析了一个两级功放的Volterra级数展开式，以及影响IMD3的主要因素，并通过电路方式进一步削减IMD3提高线性度。还应用了温度补偿的有源偏置电路以及一个F类工作模式的输出匹配，使功率放大器在较大的温度范围下，保证高线性度的同时具有高的效率。最终进行了流片，芯片测试结果良好，并对比了没有进一步IMD3削弱的方案。

1 两级功放IMD3理论分析

    一个两级功放的IMD概念简化框图如图1所示，从该图可以看出输入信号经过功放后输出非线性增加明显。

    为了分析图1这个两级功放的非线性机理，对每级功放应用Volterra级数展开，其非线性转移特性表达式可表示为^[1]：

    上式中的高次项因为都比较小，所以都忽略。如式(7)输出级的IM3电压由两项矢量相加得到，其中第一项是由功放第一级产生，第二项是由第一级输出的基频信号经过功放第二级产生。假设将式(7)的两项分别定义为各级的增益偏差，如果a₃/a₁和b₃/b₁都为正，将会产生增益扩展；反之，将产生增益压缩。因此，调整这两项使其相位反向可以非常有效地优化IMD3，最终如图1所示的总体IMD3将会显著改善^[2]。所以，本设计的功放第一级将会产生增益扩展，第二级产生增益压缩。

    从式(7)中还可以发现两项IM3电压都与a₁有关，所以输出级的IM3电压与第一级的偏置条件相关，即输出级的IM3电压随第一级的偏置条件变大而变大^[3]。因此，本设计第一级的偏置条件的设置需要考虑IM3。

    此外，上述理论推导由于忽略了第一级输出的2ω₁、2ω₂和(ω₁+ω₂)等频率信号，在实际应用方面存在偏差。因此，可以进行进一步优化。

2 电路设计

2.1 偏置电路

    由于HBT晶体管基-发射结的整流特性，随着输入的功率信号增大，大的负电流信号和大的正电压信号会被削减，引起基-发射结电压(V_be)的减小，并导致跨导的减小，最终致使更早的增益压缩和失真^[4]。而这可以通过采用有源偏置电路偏置提升技术实现对V_be补偿^[5]。此外，HBT晶体管有很强的热敏感性，器件性能受外部环境温度以及自热效应的影响明显，对其进行温度补偿能提高线性度^[6]。

    因此，本文采用片上温度补偿偏置电路如图2所示^[7]。该偏置电路对功放级进行了线性度补偿和温度补偿，补偿电路分别如图2箭头所指虚线框电路。应用该线性补偿电路可以有效地改善功放线性度实现增益扩张。如图3所示，调整偏置电路电容C_L值分别为0、1 pF和5 pF，可以看出基-发射结电压(V_be)在输入大信号时随C_L增加而改善明显，即调整电容C_L可以很有效地引起该级功放的增益扩张。

    该偏置电路通过调整偏置电路中的偏置电阻R_bias的阻值可以改变偏置条件，从而改变输出级的IM3电压。但是，如图4所示，分别设置R_bias的阻值为0、20 Ω和50 Ω，可以看出基-发射结电压(V_be)在输入大信号时随R_bias增加而明显恶化，即增大R_bias的阻值明显引起该级功放的增益压缩。

    对比图3和图4可以发现，分别对电容C_L和偏置电阻R_bias进行折中处理，可以在保证增益扩张的同时，尽可能地满足本设计通过偏置条件改善IMD3的要求。

2.2 F类输出匹配网络

    功放要达到较高的效率，输出匹配网络的设计非常关键。理论上，F类功率放大器可以获得100%的效率。F类功率放大器的原理是对功放输出级晶体管集电极电压或是电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管集电极的电压波形或者电流波形，使得功放工作时电压、电流没有重叠区，从而减少了功放的工作损耗，提高了功放的效率。

    本文所设计的输出匹配网络如图5所示。该输出匹配网络的设计将射频扼流电感L3也考虑了在内。其中，由C1和L1构成的串联匹配网络对输出的二次谐波进行滤波；由C2和L2构成的串联匹配网络对输出的三次谐波进行滤波；由C3、C4和L5构成的π型匹配网络对高次谐波进行滤波；C5为隔直电容。负载经由此阻抗变换网络，在集电极看到的电压、电流时域波形仿真图如图6所示，该波形图为输出饱和功率为32 dBm时所测得。

    理想的F类输出匹配网络，由于电压的偶次谐波短路，电流的奇次谐波开路，集电极的电压波形为方波，电流波形为正弦波，彼此波形之间没有交叠部分^[8]。从图6可以看出，电压、电流波形重叠部分较少；且电压近似方波，电流近似正弦波。因此，该输出匹配网络近似为F类输出匹配网络。

2.3 级间匹配网络

    级间匹配的主要作用是使前一级的功率能够驱动后一级。因此，本文采用最简单的L型级间匹配网络。本文所设计的级间匹配网络如图7所示，该匹配网络的左端口接第一级输出，右端口接第二级输入。其中，电感L_C为第一级连接电源的扼流电感，且参与级间匹配；电容C_b不仅参与匹配，还起到隔直流的作用；电容C₀和L₀构成串联谐振电路，谐振于二次谐波频点，补偿理论推导中忽略的2ω₁、2ω₂和(ω₁+ω₂)等频率信号。

3 功率放大器的实现

    经过面前的原理分析及电路设计，一个工作在2 300～2 400 MHz频段基于InGaP/GaAs HBT工艺的两级功率放大器原理图如图8所示。其中偏置电路如图2所示；虚线框所示为级间谐波抑制网络，该网络不仅可以优化IMD3，还可以优化F类输出匹配网络二次谐波分量。图8中阴影部分为MMIC部分将经过流片实现。作为对比，本文还设计了没有级间谐波抑制网络及IMD3消除技术的功放。

    本文所设计的两级功放最终采用Wavetek InGaP/GaAs HBT工艺进行了成功流片。如图9为MMIC流片后的芯片照，该芯片大小为630 μm×740 μm，功放两级的发射极面积大小分别为540 μm²和3 200 μm²，最终实现功放芯片大小为3 mm×3 mm。如图9，线框部分为功放的级间谐波抑制网络，该网络的电感通过芯片PAD向基板打金线实现；如果没有此电感该芯片可以转换为使用正常L型匹配网络的功放，因此同样的芯片布局可以实现两种方案的对比。

4 功率放大器测试结果与分析

    功率放大器的工作电压为3.4 V；静态电流分别为19 mA和52 mA，保证功放偏置在AB类。在2.35 GHz频率点，使用安捷伦的信号发生器N5182A和信号分析仪N9030A搭建测试平台，采用连续波(Continuous Wave，CW)信号输入，测得该功率大器性能如图10。从图10可以看出，增益(Gain)为27.5 dB；输出功率(Pout)的1 dB压缩点为30 dBm，此时功率附加效率(Power Added Efficiency，PAE)达到了42%；最高效率点达到46%；对比传统没有应用IMD3消除技术及级间谐波抑制网络的功放，在1 dB压缩点附近PAE提高将近10%。

    同样测试环境下，将输入信号切换为10 MHz LTE调制信号输入，峰均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)为6.1 dB，测得该功率大器性能如图11。从图11可以看出，本文相比传统功放设计在信道偏移7.5 MHz，平均输出功率为28 dBm时，通用地面无线接入邻道泄漏率(UTRAACLR1)分别为-38.4 dBc和-37.8 dBc，线性度略好；而功率附加效率分别为38%和32%，效率提高了6%；另外本设计在功率回退时，PAE也有明显的改善。表1所示为同样针对LTE应用，采用InGaP/GaAs HBT工艺，工作电压为3.4 V的功放性能对比；对比可以看出本设计具有较好的性能优势。

5 结论

    设计了一种结构简单的改善功率放大器的架构，分析了其IMD非线性机制，及进一步改善的方法；然后基于InGaP/GaAs HBT工艺设计了一个工作电压为3.4 V，应用于LTE的两级功放，芯片大小为3 mm×3 mm。芯片测试结果表明，该功率放大器在2.35 GHz处具有较高的功率附加效率及线性度，相比其他同类型功放也有明显的性能优势。

参考文献

[1] LEE S Y，JEON K I.The IMD sweet spots varied with gate bias voltages and input powers in RF LDMOS power amplifier[C].In Proc.of the 33rd European Microwave Conference，2003：1353-1356.

[2] CHOI K G.A highly linear two-stage amplifier integrated circuit using InGaP/GaAs HBT[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2010，45(10)：2038-2043.

[3] Jonghun Jung，Cholho Kwak，Jongsoo Lee.Third-order intermodulation reduction in mobile power amplifiers by the first stage bias control[J].Radio engineering，2012，21(2)：746-51.

[4] JANG J S，LEE K H.Implementation of InGaP/GaAs HBT MMIC PA with gain-expansion drive-amplifier and doherty structure[C].International Conference on Information Science and Applications，2013：1-3.

[5] MEDINA J F M，OLAVSBRAATEN M，GJERTSEN K M.Biasing an HBT MMIC transistor for efficiency and output power enhancement[C].Workshop on Integrated Nonlinear Microwave and Millimetre-Wave Circuits，2012：1-3.

[6] SEVIMLI O，PARKER A E.Measurement and modeling of thermal behavior in InGaP/GaAs HBTs[J].IEEE Transactions on Electron Devices，2013，60(5)：1632-1639.

[7] 黄亮，章国豪.一种带有温度补偿电路的射频功率放大器[J].电子科技大学学报，2015，44(6)：814-817.

[8] RAAB F H.Maximum efficiency and output of Class-F power amplifiers[J].IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques，2001，49(6)：1162-1166.

[9] KIM D，CHOI J，KANG D，et al.High efficiency and wideband envelope tracking power amplifier with sweet spot tracking[C].In Proc.IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symp.，2010：255-258.

[10] KANG D，KIM D.LTE power amplifier for envelope tracking polar transmitters[C].Microwave Conference(EuMC)，2010：628-631.