0 引言

    寻找电压增益高、元器件电压应力小的直流变换器已成为了现阶段人们在该领域里研究的热点。目前国内外众多学者已提出了许多用于新能源发电系统中的高增益直流升压变换器^[1-11]。文献[2]在交互Boost电路基础上，利用开关电容的充放电达到了使其输出电压倍增的目的。文献[4]提出了多输入的并联连接，然后再用Buck-Boost电路拓扑结构，以此实现了多输入升压的目的。

    本文提出了一种基于CLD模块的二次升压直流变换器，其电压增益为传统Boost电路的(1+D)/(1-D)倍、其开关管的电压应力为传统Boost电路的1/(1+D)倍。本文详细推导了所提变换器的工作模态、工作原理、各种电压性能指标，并在文中就其电压增益与其他相似变换器进行了对比，最终通过实验室搭建的实验样板，证明了理论分析的正确性。

1 变换器的拓扑结构

    图1所示为传统的单开关二次升压变换器^[5]。由图1可知，其开关管S的电压应力V_S-stress和二极管D3的电压应力V_D3-stress可表示为：

    为减少开关管S和二极管D3上的电压应力，并增加整个变换器的电压增益，本设计在图2中提出了CLD模块。

    图2所示为传统Boost电路与CLD模块组和而成的新型变换器。

    为了增加传统的单开关二次升压变换器的电压增益并减少其开关管S两端所承受的电压应力，本文把CLD模块加载到了传统二次升压变换器上去，并重新提出了一种新型的变换器，如图3所示。

2 变换器的工作原理

    为了简化理论分析，对本文所提基于CLD模块的高增益二次升压直流变换器的所有元器件作如下假设：(1)电感电流i_L1、i_L2、i_L3连续，即变换器一直工作在电感电流连续模式CCM(Continuous Conduction Model)；(2)电容C1、C2、C3、C4容值足够大，其上电压的纹波可以忽略不计；(3)不考虑所有元器件的寄生参数的影响，即它们都是理想元器件。

    由于电感电流工作在CCM模式，现分别对对应于开关管S导通与关断时刻的工作模态1和工作模态2作如下分析。

2.1 工作模态1

    此时开关管S、二极管D2导通，二极管D1、D3、D4关断，其等效电路如图4(a)所示。此时电路中有四个回路：回路1，电源VDC、电感L1、二极管D2、开关管S串联形成回路，此时电源V_DC给电感L1充电；回路2，电容C1、电感L2、开关管S串联形成回路，此时电容C1给电感L2充电；回路3，开关管S、电容C3、电容C4、电感L3、电容C2串联形成回路，此时电容C2、C3串联给电感L3充电：回路4，电容C4与负载R组成回路，负载R由电容C4供电。

    在整个工作模态1中，电感电流i_L1、i_L2、i_L3呈线性增长，且其值对时间的导数分别为：

2.2 工作模态2

    此时开关管S、二极管D2关断，二极管D1、D3、D4导通，其等效电路如图4(b)所示。此时电路中电感L1给电容C1充电，电感L2给电容C2、C3充电，电感L3给电容C4充电。

    在整个工作模态2中，电感电流i_L1、i_L2、i_L3呈线性衰减，且其值对时间的导数分别为：

2.3 主要波形及其电压增益

    图5所示为本文所提变换器一些主要参数的波形。其中V_C1为电容C1两端的电压波形，i_L1为流过电感L1的电流波形，V_C2为电容C2两端的电压波形，i_L2为流过电感L2的电流波形，V_D2为二极管D2两端的电压波形，i_L3为流过电感L3的电流波形。

    根据图4(a)和图4(b)可知，对其中电感L1、L2、L3运用伏秒平衡可得：

    其中D为开关管S的占空比，MCCM为变换器在电感电流连续模式下的电压增益。

3 与其他高增益直流升压变换器的比较

3.1 电压增益的比较

    由图1可知传统二次升压变换器^[5]在电感电流连续模式下的电压增益为：

    由文献[9]可知变换器工作在电感电流连续模式和工作在电感电流断续模式下时的电感L3的临界值为：

    其中T为变换器中开关管S的时钟周期，因此为保证变换器一直工作在CCM模式下，其电感L3的值必须大于由式(13)所计算出来的值。

    变换器拓扑结构图2、图3、图1在CCM模式下的电压增益如图6所示。

    由图6可知本文所提变换器在同一占空比时，相较于其他三种高增益直流升压变换器具有最高的电压增益。

3.2 开关管电压应力的比较

    由式(8)、式(9)、式(10)可知电容C1、C2的电压值V_C1、V_C2为：

4 实验研究

    为了验证本文所提基于CLD模块的高增益二次升压直流变换器的理论分析的正确性，现在实验室制作了一台工作在CCM模式下的实验样机。实验用元器件参数及实验参数如表1所示。

    图7(a)、(b)、(c)为依照本文所提基于CLD模块的高增益二次升压直流变换器在实验室所做的试验样机在占空比D=0.5时的部分波形。图7(a)所示为试验样机的输入输出电压波形，可读出输入电压V_DC为10 V，输出电压V_o为60 V，与理论计算值相符；图7(b)所示为试验样机中开关管S与二极管D3两端所承受的电压应力，可读出开关管S的电压应力V_S-stress为40 V，二极管D3的电压应力V_D3-stress为40 V，与理论计算值相符；图7(c)所示为试验样机中二极管D1、D2两端所承受的电压应力，可读出其电压应力均为20 V，与理论计算值相符。

5 结论

    本文提出了一种基于CLD模块的高增益二次升压直流变换器，并在CCM模式下对其开关管导通与关断状态作了详尽地理论分析，推导了其电压增益公式及其中各种元器件的电压应力。并在同等条件下就其相似变换器作了电压增益和各种元器件电压应力的比较，论证了本文所提变换器具有电压增益高、元器件电压应力小等特点。最终通过在实验室所搭建的实验样板，实验论证了上述理论分析的正确性。

参考文献

[1] 陈庚，董秀成，李浩然，等.基于二极管钳位的新型高增益直流升压变换器[J].电力系统及其自动化学报，2017，29(9)：48-53.

[2] Hu Xuefeng，Gong Chunying.A high gain input -parallel output-series DC/DC converter with dual coupled inductors[J].Power Electronics，IEEE Transactions on，2015，30(3)：1306-1317.

[3] 罗全明，邾玢鑫，周雒维，等.一种多路输入高升压Boost变换器[J].中国电机工程学报，2012，32(3)：9-14.

[4] 王挺，汤雨，何耀华，等.多单元开关电感/开关电容有源网络变换器[J].中国电机工程学报，2014，34(6)：832-838.

[5] AXELROD B，BERKOVICH Y.Switched capacitor/ switched inductor structures for getting transformerless hybrid DC-DC PWM converters[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems.，2009，5(2)：687-696.

[6] 陈庚，董秀成，李浩然，等.非隔离新型高增益DC-DC升压变换器[J].电源学报，2017，15(5)：1-6.

[7] TSENG K C，HUANG C C.High step-up high-efficiency interleaved converter with voltage multiplier module for renewable energy system[J].Industrial Electronics，IEEE Transactions on，2014，61(3)：1311-1319.

[8] 陈文奎，程为彬，郭颖娜.宽输入DC-DC Boost变换器电感参数设计[J].电子技术应用，2015，41(2)：146-148，159.

[9] Leyva-Ramos J，Ortiz-Lopez M G，Diaz-Saldierna L H，et al.Switching regulator using a quadratic boostconverter for wide DC conversion ratios[J].IET Power Electronics.，2009，2(5)：605-613.

[10] KHALIGH  A，CAO J，LEE Y J．A multiple-input DC-DC converter topology[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(3)：862-868.

[11] 李纪晓，陈息坤.AGV自主充电数字控制DC/DC变换器研究[J].电子技术应用，2015，41(9)：125-127，131.

作者信息:

赵新宽1，陈燕东2，张镇强3，姜洪朝4

（1.珠海城市职业技术学院 智能电网技术协同创新中心，广东 珠海519090；

2.湖南大学 国家电能变换与控制工程技术研究中心，湖南 长沙410082；

3.珠海麦尼电控技术有限公司，广东 珠海519000；4.中国电子信息产业集团有限公司第六研究所，北京102209）